Материал: Попов Э.Г. Основы аналоговой техники. Учеб. пособие для студ. радиотехнических спец

б

Рис. 4.13

входную динамическую емкость следующего транзистора (VT2), которая определяется выражением (3.29). Входная цепь транзистора VT1 также может быть представлена параллельным соединением его входной динамической емкости и сопротивления, включенного между затвором и землей (активная составляющая сопротивления между затвором и истоком транзистора принимается равной бесконечности).

Будем считать, что напряжение u1 на входе транзистора (см. рис. 4.13) поддерживается постоянным во всем диапазоне частот. Это позволяет представить рассматриваемый транзистор в виде эквивалентного генератора тока, величина которого равна Su1 и не зависит от частоты и не рассматривать влияние сопротивления источника сигнала RИ и входной разделительной емкости C1 на частотную характеристику каскада.

146

вид рис. 4.14. Использование этой схемы для анализа частотной характеристики резисторного каскада на полевом транзисторе не вызывает затруднений.

4.3.2. Частотная характеристика. Область средних частот

Разделительный конденсатор С3 в схеме (см. рис. 4.12) выбирается большой величины, чтобы на самой низкой

частот оказывается намного больше, чем остальные сопротивления схемы, следовательно, ток по нему практически не протекает. В результате схема (см. рис.

147

Величина К0 прямо пропорционально зависит от крутизны транзистора в рабочей точке. При малых уровнях входного сигнала крутизну транзистора можно поднять, увеличивая ток в рабочей точке. Однако это увеличение ограничено тем, что переход затвор-исток при возрастании входного напряжения в отдельные моменты времени может оказаться в открытом состоянии, и сигнал будет искажаться. Поэтому минимальное постоянное напряжение на затворе не может быть меньше амплитуды усиливаемого сигнала.

Величина сопротивления RЭКВ также влияет на К0. Значение RЭКВ определяется всеми тремя сопротивлениями Ri, R2 и RН. Сопротивление Ri задается положением рабочей точки и не может быть изменено в значительных пределах. Через резистор R2 подается питание на сток транзистора. Первоначально увеличение R2 вызывает пропорциональный рост К0. Однако затем дальнейший рост замедляется, и коэффициент усиления начинает снижаться, так как напряжение на стоке уменьшается. Это в свою очередь ведет к уменьшению крутизны транзистора и появлению нелинейных искажений. Чаще всего сопротивление R2 выбирают из условия получения максимального неискаженного выходного сигнала, т.е. таким образом, чтобы постоянное напряжение на стоке примерно равнялось половине напряжения питания.

На практике резистор RН всегда оказывается много больше, чем Ri и R2, поэтому значительное увеличение RН в принципе возможно, но не целесообразно. Общее сопротивление параллельного соединения этих резисторов всегда оказывается меньше меньшего из них, и после определенного предела рост RН не приводит к увеличению RЭКВ.

4.3.3. Частотная характеристика. Область нижних частот

В области нижних частот влияние емкости С0 не проявляется, так как изза малой величины ее сопротивление оказывается очень большим и ток через эту емкость не протекает. Следовательно, её можно исключить из эквивалентной схемы, и тогда схема для анализа частотной характеристики в области нижних частот принимает вид, аналогичный рис. 4.16, а.

Для удобства анализа заменим генератор тока в схеме (см. рис. 4.16, а) эквивалентным генератором напряжения с эквивалентной ЭДС Е и с эквивалентным внутренним сопротивлением R (см. рис.4.16, б):

148

Рис. 4.16

Теперь выходное напряжение u2 будет равно

Коэффициент усиления в области низких частот КН найдем, поделив (4.53) на напряжение u1:

Нетрудно видеть, что в первом сомножителе (4.54) имеется параллельное соединение R и RН, равное согласно (4.52) сопротивлению RЭКВ. Следовательно, первый сомножитель в (4.54) является коэффициентом усиления каскада в области средних частот К0, и теперь (4.54) можно переписать в следующем виде:

149

Найдя модуль выражения (4.54а), определим частотную характеристику для схемы (см. рис. 4.16):

Как следует из схемы (см. рис. 4.16, б), при стремлении частоты к нулю реактивное сопротивление конденсатора С3 растет, уменьшается ток в контуре и снижается падение напряжения на сопротивлении нагрузки RН (u2). Полученное выражение (4.55) соответствует этому физическому процессу. Действительно, с уменьшением частоты растет второй член в подкоренном выражении, что и приводит к снижению коэффициента усиления.

Нижнюю граничную частоту найдем, приравняв к двойке подкоренное выражение в (4.55):

Определим фазовую характеристику каскада для области нижних частот, для чего комплексное выражение (4.54а) преобразуем в алгебраическую форму и найдем арктангенс отношения мнимой части к действительной:

Анализируя схему (см. рис. 4.16, а) легко видеть, что на низких частотах сопротивление выходной цепи каскада на полевом транзисторе является комплексным и имеет емкостной характер. Ток в этой цепи опережает приложенное к входу напряжение u1 на угол 00 < ϕ < 900. Следовательно, выходное напряжение u2, выделяющееся на активном сопротивлении RН, будет совпадать по фазе с током, а значит, опережать входное u1 на тот же угол ϕ.

Частотные искажения в резисторном каскаде на полевом транзисторе будут определяться выражениями, аналогичными (4.23) и (4.23а). Для расширения частотной и фазовой характеристик в сторону более низких частот необходимо увеличивать постоянную времени τН = С3R′. Проще всего это удается

150