Материал: Попов Э.Г. Основы аналоговой техники. Учеб. пособие для студ. радиотехнических спец

из равенства сопротивления емкости СЭ и сопротивления всей цепи, подключенной к ней:

Частотная характеристика для этого случая представлена на рис. 4.19, в. Не трудно видеть, что при изменении величины емкости СЭ участок характеристики между частотами f1 и f2 будет перемещаться параллельно самому себе вдоль оси частот (кривые 1 и 2). Изменение сопротивления RЭ также приведет к изменению частот f1 и f2 и к изменению перепада между уровнями К и КF (рис. 4.19, в), так как при этом будет меняться глубина обратной связи. Для получения равномерной частотной характеристики в области низких частот величину емкости Сэ следует выбирать таким образом, чтобы частота f2 не превышала частоту fНF (4.22).

Цепь CЭ, RЭ очень часто используется в качестве высокочастотной коррекции для расширения частотной характеристики. В этом случае величина

156

емкости СЭ выбирается таким образом, чтобы частота f1 примерно совпадала с частотой fВF , на которой начинается спад частотной характеристики в области верхних частот для усилителя, охваченного отрицательной обратной связью по току последовательной по входу. На частоте f1 глубина ООС начинает уменьшаться, коэффициент усиления возрастает и компенсирует естественный спад частотной характеристики за частотой fВF ≈ f1. В результате такой компенсации коэффициента усиления частотная характеристика расширяется в область высоких частот. Подбирая величину емкости СЭ, можно получить равномерную частотную характеристику с верхней граничной частотой, заметно превышающей частоту fВF. Увеличение емкости СЭ приведет к появлению подъема в области высоких частот и к сужению частотной характеристики. В случае оптимального подбора элементов эмиттерная высокочастотная коррекция позволяет расширить полосу пропускания при равномерной частотной характеристике в

1,45 - 1,6 раза.

Введение высокочастотной эмиттерной коррекции влияет и на форму переходной характеристики каскада. Так, расширение частотной характеристики в область верхних частот приводит к снижению переходных искажений в области малых времен, т.е. к пропорциональному уменьшению времени установления tУ. Подъем частотной характеристики в области верхних частот (при выборе соответствующей величины емкости СЭ) вызывает появление выброса δ на вершине переходной характеристики.

Следует отметить, что в каскадах усиления на полевых транзисторах сопротивление и емкость в цепи истока RИСИ играют такую же роль, как и цепочка RЭCЭ в каскадах на биполярных транзисторах, а значит, и их влияние на частотную и переходную характеристики каскада на ПТ не будет отличаться от рассмотренного выше.

4.4.3. Высокочастотная индуктивная коррекция

Работа высокочастотной индуктивной коррекции основана на применении частотно-зависимой нагрузки, в качестве которой используется в простейшем случае колебательный контур, образованный индуктивностью, сопротивлением нагрузки и емкостью, шунтирующей нагрузку. В транзисторном резисторном каскаде простая высокочастотная индуктивная коррекция осуществляется за счет включения малой индуктивности последовательно с сопротивле-

157

нием в цепи коллектора. Из-за малой величины эта индуктивность не оказывает никакого влияния на частотную характеристику в области низких и средних частот.

Поэтому эквивалентные схемы каскада с простой индуктивной коррекцией для области нижних и средних частот не отличаются от аналогичных схем обычного резисторного каскада. На рис. 4.21, а представлена принципиальная схема транзисторного каскада с высокочастотной индуктивной параллельной коррекцией.

Эквивалентная схема его выходной цепи для области высоких частот приведена на рис. 21, б - в. Как видно из схемы (рис. 4.21, б), в выходную цепь транзистора включен параллельный колебательный контур, состоящий из индуктивности L , коллекторного сопротивления R3 и емкости нагрузки CН

Сопротивление нагрузки RН и выходная проводимость транзистора h22 шунтируют этот колебательный контур и снижают его добротность. Наибольшей эффективности параллельной индуктивной коррекции можно добиться только в каскаде, работающем на высокоомную нагрузку(RH→∞), которая не

158

будет существенно влиять на добротность рассматриваемого контура. Поэтому параллельная индуктивная коррекция не применяется в промежуточных каскадах усилителей на биполярных транзисторах. В этом случае малое входное сопротивление следующего каскада не позволяет получить необходимую добротность. В оконечном широкополосном транзисторном каскаде, работающем на высокоомную нагрузку, влиянием сопротивления нагрузки и выходной проводимости транзистора на частотную характеристику можно пренебречь. В этом случае эквивалентная схема выходной цепи принимает такой вид, как на рис. 4.21, в. Коэффициент передачи этой цепи для области верхних частот имеет вид [1]

Коэффициент а = L/CНR23 в (4.66) называется коэффициентом коррекции и равняется квадрату добротности колебательного контура:

Поделив (4.67) на К0 и взяв модуль, получим зависимость частотных искажений каскада МВ от частоты:

159

Согласно [15] наиболее широкая полоса пропускания без подъема получается, если коэффициенты, стоящие перед одинаковыми степенями ω в числителе и знаменателе под корнем в (4.66), равны между собой:

появляется выброс в области верхних частот, величина которого будет пропорциональна значению а. При этом будет незначительно расширяться полоса усиливаемых частот. На рис. 4.22 представлена зависимость относительного коэффициента усиления Мв (частотных искажений) от нормированной частоты Х = τВω[1]. Как видно из графика, при оптимальной коррекции (а = 0,414) полоса пропускания по уровню 0,707 может быть расширена примерно в 1,8 раза по сравнению с каскадом без коррекции (а = 0).

При введении высокочастотной индуктивной коррекции одновременно с изменением частотной характеристики изменяется и переходная характеристика. При отсутствии коррекции (L = 0) напряжение на выходе схемы (см. рис. 4.20, в), вызванное появлением единичного скачка u1 на входе каскада, будет

160