Материал: Sb000508

При линейном режиме ток базы существенно меньше тока эмиттера, поэтому Iэ≈Iк Из этого и (6) вытекают соотношения, позволяющие определять приближенно значения основных g-параметров транзистора, практически не прибегая к использованию справочных данных:

g21=dIк/dUбэ=Iк/mUT; g11=dIб/dUбэ=g21/h21э. (8)

Кроме того, для биполярного транзистора

g22≈Iк/(|UЭрли|+|Uкэ|)≈Iк/|UЭрли|, где UЭрли – потенциал Эрли. Сущность потенциала Эрли иллюстрирует рис.13, на котором приведены графики выходных

характеристик транзистора, апроксимированные ломаными линиями. Для

транаисторов малой мощности при n-p-n-структуре UЭрли≈100...180 В и 50...100 при p-n-p- структуре.

Применение основных положений теории четырехполюсников к расчету свойств транзисторных каскадов В ходе рассмотрения основных свойств усилительных каскадов (рис.11 и

рис.12) их транзисторы рассматривают в виде четырехполюсников, к выходным клеммам 2-2 которых подключена нагрузка Yн, а к входным – источник сигнала с ЭДС Eс и выходным сопротивлением Rс. как это показано на рис.14. Транзистор является трехполюсным прибором, поэтому при его представлении в виде четырехолюсника один из зажимов транзистора оказывается общим, для входною и выходной цепей. В результате транзистор выступят в роли четырехполюсника с общей стороной.

Согласно общей теории четырехполюсников свойства схемы, представленной на рис.14, для основной рабочей частотной области транзистора (f<<fS) при резиcтивной нагрузке (Yн=gн) и резистивном по выходной проводимости gс=1/Rс источнике сигнала определяются формулами:

При нахождении значений коэффициента усиления следует иметь в виду, что наличие знака "минус" перед результатом вычислений, проведенных в соответствии с (10а), указывает на противофазность выходного напряжения Uвых относительно входного Uвх. Так, например, если для какой-либо схемы параметры g21, g22 и gн положительны, то знак"минус" перед правыми частями выражений (10) для К указывает на инвертирующий характер передачи по

21

напряжению. В такой схеме фактические направления изменений сигналов Uвых

иUвх оказываются взаимно противоположными (противофазными).

Вслучаях, когда нельзя пренебречь комплексньм характером параметров транзистора, нагрузки или источника сигнала, соотношения (10) остаются в силе, за исключением того, что все или часть входящих в (10) данных

приобретают комплексный характер. Например, на частотах f≥fS вместо g- параметров следует использовать Y-параметры, при этом ряд результатов, входящих в левую часть (10), также приобретает комплексный характер.

Принципы расчетов, определяемые соотношениями (10), могут быть

распространены и на случаи, когда условия малосигнальнооти ξi≤0,2...0,3 и ξu≤0,2...0,3 не выполняются. Эти случаи подразумевают проведение вычислений c использованием усредненных g-параметров, под которыми понимают полусуммы их значений, отвечающих крайним отклонениям выходных токов и напряжений, наблюдаемых в процессе усиления сигналов. Так, например, в случае, когда в каскаде на биполярном транзисторе ток коллектора

претерпевает изменения от Iк1 до Iк2 (но не выходит за пределы усилительной области ВАХ-транзистора), значение параметра g21, усредненное по этому диапазону изменений тока коллектора, согласно оказанному и (8) может быть опраделено с помощью соотношения:

где m1, m2 – значения параметра m, вычисленные в соответствии с (7) для токов

Iк1 и Iк2 соответственно.

Соотношения (10) применимы при любой схеме включения транзистора при условии использования в них параметров, относящихся к соответствующей схеме включения. Так, для схемы ОБ согласно сказанному и (10)

Kоб= -g21об/(g22об+gн)=g21/(g22+gн).

Обычно параметры схем включения, отличных от основной, выражают через параметры последней. При этом

Для основной схемы включения транзистора в каскад (для схемы ОЭ) численные значения g-параметров таковы, что g21>>g11>>g22, а g12≈0. В рерультате этого и (12) можно при вычислениях использовать следующие приближенные соотношения:

g21ок≈ -g21;

g21oб≈ -g21; g11ок≈ g11;

g11oб≈ g21;

g22ок≈ g21;

Влияние незаземленности общего провода ня cвойства каскадов Двухполюсник Rf удобно рассматривать как составную часть самого

транзистора, имеющего другие измененные значения Y-параметров. В основной рабочей частотной области транзистора (f<<fS), при реэиотивном характере двухполюсника Zf, когда Zf=Rf, для всех схем включения транзистора

22

где ∆=g11g22-g12g21; F=1+(g11+g22+g12+g21)Rf, при этом для различных схем включения транзисторов выполняются соотношения:

определяющие свойства различных каскадов в удобной для проведения вычислений форме, когда эти свойства представлены через g-параметры основной схемы включения, значение которых может быть оценено с помощью

(8) и (9). Результаты подстановки представлены в табл.3. При использовании приведенных в таблице соотношений следует иметь в виду, что них в качестве параметров Rэ и Rб выступают соответствующие сопротивления внешних цепей, подключенных к эмиттерному и базовому выводу транзистора.

В случаях, когда комплексным характером параметров транзистора или двухполюсника Zf пренебречь нельзя, соотношения (14), (15) и (16) остаются в силе, за исключением того, что все или часть значений приобретают комплексный характер (например, на частотах f≥fS вместо g-параметров транзистора следует использовать его Y-параметры).

Вычисление значения нестабильности ∆Iк коллекторного тока

В схеме рис. 10 преобразование напряжения ∆Uбэ в ток ∆I1 осуществляются по схеме OБf, так как источник этого напряжения подключен к эмиттерному выводу транзистора, а выходной потенциал ∆U1 рассматривается в коллекторной цепи в условиях, когда внешняя по отношению к базовому выводу транзистора цепь может иметь ненулевое сопротивление Rf=Rб. Так, для схем рис.4,б и рис.4,в Rб=R1||R2. В соответствии со сказанным

где Квхц=∆Uб0/∆Uвх – коэффициент передачи входной цепи схемы OБf. Значение этого коэффициента передачи определяется соотношением

23

где Rвхобf =1/gвхобf – входное сопротивление схемы OБf. Согласно данным табл.3

gвхобf =g21/(1+g11Rб). После подстановки (18) в (17) получаем

∆I1=∆Uбэg21/(1+g21Rэ+g11Rб). (19)

В схеме рис. 10 влияние нестабильности ∆β охарактеризовано с помощью источника тока ∆βIб0. Искомый результат преобразования тока этого источника в ток ∆I2 определяется как непосредственным его проникновением в коллекторную цепь каскада (в узел "а" схемы рис.10), так и его воздействием на эмиттерную цепь транзистора. Этот ток участвует в создании напряжения ∆Uвх, которое, в свою очередь, преобразуется в напряжение ∆U2 в соответствии c уже рассмотренными ранее принципами и соотношениями (14) и (18) и

помимо уже рассмотренных источников нестабильности ∆Uбэ и ∆β, существенную роль в образовании ∆Iк играет несогласованность транзисторов по номинальному напряжению Uбэ0. Эта несогласованность ∆U'бэ, хотя и имеет значение, примерно на порядок меньшее, чем неопределенность ∆Uбэ номинального напряжения Uбэ0 (∆U'бэ≈0,01∆Uбэ), но она способна создать заметные дополнительные отклонения тока Iк0 от его предполагаемого номинального значения. В результате этого в схеме на эмиттерно-связанных транзисторах

∆Iк=∆βIб0[(1+2g11Rб)/(1/2+g21Rэ+g11Rб)]+∆U'бэ[(1+g11Rб)g21/(1+2g11Rб)].(22)

Нестабильность ∆Iк0 в двухтранзисторном каскаде ОЭ-ОБ с последовательным питанием практически определяется только нестабильнистью каскада ОЭ, поэтому она может быть вычислена в соответствии с (21).

Следует отметить, что в многокаскадных схемах с непосредственными межкаскадными связями наибольший уровень нестабильности положения ИРТ обычно наблюдается в оконечном каскаде. Данное обстоятельство объясняется тем, в оконечном каскаде, помимо собственных внутрикаскадных неотабильностей, действуют и нестабильности ему предшествующих каскадов. В результате этого в оконечном каскаде трехкаскадного усилителя общее отклонения ∆Iк3Σ тока ∆Iк03 от прогнозируемого значения может быть оценено по формуле

где ∆Iк3 – изменения тока Iк03 вследствие воздействия собственных внутрикаскадных дестабилизирующих факторов рассматриваемого третьего каскада; ∆Iк3.2, ∆Iк3.1 – изменения тока Iк03 в рассматриваемом третьем каскаде, возникающие вследствие нестабильности второго и первого каскадов. Значение ∆Iк3 определяют (21) и(22), а

24

Рекомендуемый порядок выполнения этапа V

1.Определить с помощью (5) исходные значения нестабильностей ∆Uбэ и ∆β входящих в эквивалентную схему рис.10.

2.Вычислить для каждого каскада собственные нестабильности ∆Iк01, ∆Iк02, ∆Iк03 коллекторных токов Iк01, Iк02, Iк03. Вычисления осуществить в соответствии с (21) и (22) и эквивалентной схемой рис.10.

При вычислениях значений параметров Rб и Rк используйте данные табл.3

овходных и выходных сопротивлениях каскадов.

Так, например, в схеме рис.б в роли Rб2 в каскаде на транзисторе VT2 выступает параллельное соединение резистора Rк1 и выходного сопротивления

Rвыхоэf каскада на VT1, включенного по схеме ОЭf. При этом согласно табл.3

Rвыхоэf = (1+g21Rэ1)/g22.

В этой же схеме в роли Rб3 в каскаде на транзисторе VT3 выступает параллельное соединение резистора Rэ2 и выходного сопротивления каскада ОК. Выходное сопротивление этого каскада совпадает со входным сопротивление схемы ОБ, которое с учетом незаземленности базы (в роли двухполюсника Rf в этой схеме выступает сопротивление Rб2) согласно данным табл.З определяется

соотношением Rвыхок =Rвхобf =(1+g11Rб2)/g21.

3. Определить с помощью (23) искомое значение ∆Iк3Σ. В ходе промежуточных вычислений, проводимых в соответствии с (24), воспользуйтесь данными табл.З. Принципы вычисления коэффициентов К3 и К2 проиллюстрируем на примере схемы рис.5. Для нее

K3=Kокf ≈ Kок=g21Rн3/(1+g21Rн3);

K2=Kокf ≈ Kок=g21Rн2/(1+g21Rн2),

где Rн3=Rэ3, Rн2=Rэ2||Rвхок, Rвхок=1+g21Rэ3.

Мероприятия по снижению влияния источников нестабильности

(этап VI)

Одним из уже рассмотренных ранее мероприятий, реализация которого приводит к некоторому снижению ∆Iк является включение в цепь токозадающего потенциала U0 прямосмещенного термокомпесирующего диода (рис.9). При наличии такого диода значение напряжения ∆UбэT, косвенно входящего в (21) и (22), можно уменьшить на порядок. При расчете значений сопротивлений токозадающих цепей следует учитывать, что включение в базовую цепь прямосмещеного диода вызывает понижение потенциала эмиттера приблизительно на 0,7 В. Вследствие этого после введения в схему указанного диода значение эмиттерного сопротивления должно быть соответственно уменьшено.

В многокаскадных усилительных трактах с непосредственными связями широко используется принцип стабилизации режимов работы тракта в целом путем его охвата цепью общей ООС. Введение в схему такой обратной связи (ОС) уменьшает влияние дестабилизирующих факторов и разброса характеристик транзисторов на режимы работы каскадов на постоянном токе. При этом указанное стабилизирующее воздействие ООС оказывается на все каскады, охваченные петлей обратной связи.

Объяснятся это тем, что отличия ∆I0 и ∆U0 от номинальных значений токов I0 (токов Iк0 и Iэ0) и потенциалов U0 (потенциалов Uк0 и Uэ0 ) в коллекторно-эмиттерных цепях каскадов могут быть представлены в виде эквивалентных источников сигнального тока или напряжения. Например,

25