;
Рис.3.2
Из полученных выражений для регулировочных характеристик следует, что в режиме непрерывных токов в дросселе регулятора уровень выходного напряжения не зависит от тока нагрузки, регулировочная характеристика нелинейна, уровень выходного напряжения зависит от отношения обмоток дросселя и относительного времени проводящего состояния регулирующего ключа . Определим минимальное и максимальное значение токов через ключи. С этой целью можно воспользоваться уравнением энергетического баланса, которое для этого случая запишется в следующем виде:
;
Отсюда
;
Подставляя (3.8) в (3.1) и полагая , найдем
;
позволяют определить минимальный и максимальный ток через регулирующий ключ. Пульсации тока в дросселе найдем как
;
При определении необходимо в соответствии с (3.3) помножить полученные выражения на отношения витков дросселя . В зависимости от соотношения витков максимальный ток через регулирующий ключ может больше или меньше тока нагрузки. Если в выражениях (3.8), (3.9) положить = 1, то получим известные выражения для минимального и максимального тока через регулирующий ключ в простейшем регуляторе (см. п. 1).
Располагая выражениями для , найдем среднее значение токов через дроссель на интервале работы регулирующего ключа и коммутирующего диода
;
;
Отсюда среднее значение тока через регулирующий ключ и коммутирующий диод определим соответственно в виде
;
;
Среднее значение тока в дросселе регулятора найдем в виде
Напряжение на регулирующем ключе и коммутирующем диоде в разомкнутом состоянии
;
;
Из выражений для напряжений на ключах в разомкнутом состоянии следует, что, если >1, то напряжение на регулирующем ключе меньше UH, но напряжение на коммутирующем диоде больше UH. При этом, как следует из (3.8), (3.9), (3.11), ток через регулирующий ключ растет по отношению к току нагрузки. Обратная картина наблюдается при < 1. Следовательно, уменьшение тока через регулирующий ключ сопряжено с увеличением его высоковольтности. Правда, при этом уменьшается необходимая вы- соковольтность коммутирующего диода. Таким образом, подключение коммутирующего диода к отпайке дросселя позволяет при заданной мощности в нагрузке перераспределять токи и напряжения, действующие на ключах.
Критический режим тока дросселя
Найдем критическое значение тока нагрузки, при котором в дросселе еще поддерживается режим непрерывного тока. С этой целью полагаем
;
Аналогично найдем критическую индуктивность , которая при заданном значении тока нагрузки еще поддерживает режим непрерывных токов в дросселе
;
3.2 Режим прерывистого тока дросселя
Если ток нагрузки при заданной индуктивности дросселя либо при заданном токе нагрузки , то регулятор напряжения попадает в режим прерывистых токов в дросселе. В этом случае регулировочная характеристика регулятора отличается от регулировочной характеристики в режиме непрерывных токов (3.6) и может быть получена из совместного решения уравнений (3.1), (3.4) в предположении, что = 0. При этом
Полагая = 0 к концу работы коммутирующего диода в режиме прерывистых токов в дросселе, найдем
где - время проводящего состояния коммутирующего диода.
Среднее значение тока в нагрузке за период Т работы регулирующего ключа в режиме прерывистых токов в дросселе есть среднее значение тока через коммутирующий диод
Помножив обе части равенства -на сопротивление нагрузки RH и проделав преобразования, найдем регулировочную характеристику регулятора в режиме прерывистых токов
;
где
Регулировочная характеристика в режиме прерывистых токов изображена на рис. 3.2 для двух значений штриховой линией.
Рис.3.3
Режим непрерывных токов в регуляторе наступает тем раньше, чем больше. При прочих равных условиях режим непрерывных токов в регуляторе с >1 наступает раньше и, следовательно, для этого регулятора расширяется диапазон регулирования уровня выходного напряжения. конвертор преобразователь электротехнический дроссельный
3.3 Пульсации выходного напряжения в регуляторе
Определим пульсации выходного напряжения в режиме непрерывных токов. Из временной диаграммы токов в конденсаторе фильтра (рис. 3.1) можно видеть, что - заряд, отбираемый от конденсатора фильтра на интервале времени работы регулирующего ключа, следовательно:
.
Таким образом, подключение коммутирующего диода к отпайке дросселя не приводит к какому-либо влиянию на сглаживание пульсаций выходного напряжения. Наличие такого подключения коммутирующего диода сказывается на форме тока, потребляемого от источника входного напряжения. Для случая потребляемый ток носит скачкообразный характер, переходя в слабоменяющийся при = 1.
3.4 Влияние индуктивности рассеяния обмоток дросселя на работу регулятора
При анализе работы регулятора предполагалось, что между обмотками дросселя осуществляется 100%-ная магнитная связь. В реальных дросселях всегда имеются потоки рассеяния. Наличие потоков рассеяния приводит к исключению скачкообразных изменений токов в обмотках дросселя и к затягиванию процессов переключения с коммутирующего диода на регулирующий ключ, т.е. к появлению времени перекрытия ty работы ключей. Используя рис. 2.3 и составляя уравнения, найдем ty в виде
;
где - индуктивности рассеяния обмоток соответственно.
Наличие временного интервала t ограничивает максимальные рабочие частоты переключений регулирующего ключа. Вследствие индуктивностей рассеяния обмоток дросселя возможно появление перенапряжений на ключах яри переключении тока дросселя с регулирующего ключа на коммутирующий диод, что требует принятия специальных схемных мер.
3.5 Внешняя характеристика регулятора
Определим внешнюю характеристику регулятора в режиме непрерывных токов. Для этого воспользуемся равенством вольт-секундных площадей, действующих на дросселе на интервале времени работы регулирующего ключа и коммутирующего диода.
На интервале времени включенного состояния регулирующего ключа на индуктивности дросселя действует вольт-секундная площадь, равная
где - среднее значение тока дросселя на данном временном интервале; - сопротивление обмотки .
На интервале времени включенного состояния коммутирующего диода /п приведенная вольт-секундная площадь к обмотке равна
где - среднее значение тока дросселя на интервале времени работы коммутирующего диода; - сопротивление обмотки . После преобразования равенства вольт-секундных площадей внешняя характеристика регулятора будет иметь вид
.
Из (3.21) следует, что выходное сопротивление регулятора равно
;
и нелинейно, причем, если , .
Для простейшего регулятора , , мы имеем известное выражение для внешней характеристики и
;
;
Регулировочные возможности регулятора могут быть расширены за счет введения вспомогательного ключа с вентильной характеристикой и регулирования энергией дросселя.
Выполним расчет параметров повышающего преобразователя для следующих исходных данных: f= 40 кГц, Еmin = 175 В, Еmax = 227 В, Еном = 200 В, UH = 230 В, Iнmax=120A , Iнmin = 10 A .
Минимальное, номинальное и максимальное значение коэффициента заполнения для .
4. РАСЧЕТ ПОВЫШАЮЩЕГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ С ДРОССЕЛЬНЫМ ПОДКЛЮЧЕНИЕМ НАГРУЗКИ
Рис.4.1
4.1 Определяем минимальное, номинальное и максимальное значения коэффициента заполнения
для
где - КПД конвертора.
4.2 Из условия обеспечения непрерывности тока дросселя LK минимальная индуктивность
.
Принимаем .
Пульсации тока в дросселе
.
Максимальный ток транзистора и среднее значение тока
Напряжение на транзисторе и коммутирующем диоде
Максимальный и средний ток диода VD
Емкость конденсатора исходя из заданной пульсации напряжения
Действующее значение тока конденсатора
Потребляемый из сети ток
.
5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КУКА
Еще одним вариантом повышающее-понижающего ИППТ является схема Кука. Преобразователь Кука применяется в источниках питания светодиодного освещения, сварочных аппаратах инверторного типа, зарядных устройствах аккумуляторных батарей, зарядных устройствах индуктивных и емкостных накопителей энергии, а также в технологических источниках питания, нагрузка которых может изменяться в широких пределах.
В исходном состоянии ключ K разомкнут, а конденсатор C1 заряжен через дроссель L1 и вентиль B от источника питания Uпит. При замыкании ключа K в дросселе L1 нарастает ток и запасается энергия. При этом конденсатор C1 через ключ K и дроссель L2 предает энергию в накопительный конденсатор C2. При размыкании ключа K накопленная в дросселе L1 энергия через вентиль B сбрасывается в конденсатор C1, далее процесс повторяется.
Будем считать, что преобразователь управляется с помощью широтно-импульсной модуляции. На периоде работы преобразователь Кука выделяются два временных периода.
На первом временном периоде ключ замкнут, диод закрыт. При этом схема разделена на две независимые цепи.
Первая цепь содержит источник постоянного входного напряжения, замкнутый на дроссель L1. Во второй цепи находится конденсатор C1, дроссель L2 и емкость C2, которая шунтирована нагрузкой Z.
Физическое содержание данного состояния в следующем: в первом контуре цепи происходит линейное нарастание тока через дроссель L1. Из-за низкой величины активного сопротивления может быть достигнута значительная величина тока в этой цепи за время существования этого состояния. В это время энергия, запасенная в емкости C1, передается в емкость C2, тем самым поддерживая напряжение на нагрузке.
Система дифференциальных уравнений для первого интервала имеет вид:
В момент времени ф, определяемый системой управления, которому будет соответствовать угол управления, отсчитываемый от момента замыкания ключа, этот ключ открывается.
После размыкания ключа включается диод. Схема вновь содержит два независимых контура.
Физическое содержание данного состояния в следующем: энергия, запасенная в магнитном поле катушки L1, подзаряжает конденсатор C1, восполняя тем самым потерю энергии электрического поля этого конденсатора, переданное в конденсатор C2 в первом состоянии. Энергия, запасенная в индуктивности L2, подзаряжает конденсатор C2, поддерживая, таким образом, напряжение на нагрузке.
Система дифференциальных уравнений приобретает вид:
Особенностью этой схемы является:
· непрерывный характер выходного тока;
· непрерывный характер тока дросселя L2;
· возможность уменьшения пульсаций выходного напряжения при создании магнитной связи между дросселями L1 и L2;
· также как и в предыдущей схеме ИППТ, выходное напряжение инверсно по отношению напряжению источника питания.
Если это не желательно или даже недопустимо, то можно поменять местами вентиль B и дроссель L2. Такой ИППТ получил название преобразователя типа SEPIC.
У всех рассмотренных схем ИППТ имеется одна и та же особенность - гальваническая связь источника питания с нагрузкой. Если это нежелательно, то ее можно устранить при помощи трансформатора, первичная обмотка которого через ключ K подсоединяется к источнику питания, а вторичная - в цепь нагрузки.
В первом случае при замыкании ключа K к первичной обмотке трансформатора прикладывается напряжение источника питания Uпит, а на вторичной обмотке наводится ЭДС, отличающаяся от напряжения Uпит в kтр раз, где kтр - коэффициент трансформации трансформатора. Это напряжение является входным для схемы ИППТ и, как уже было рассмотрено ранее, преобразуется в выходное напряжение на нагрузке. Это дает возможность облегчить согласование напряжения источника питания Uпит и выходного напряжения за счет подбора коэффициента трансформации, а кроме того, размещая на вторичной стороне трансформатора несколько различных обмоток, можно получить несколько гальванически развязанных выходных напряжений. В этой схеме трансформатор используется по своему прямому назначению, и такой преобразователь называется прямоходовым, т.к. передача энергии из источника питания в цепь нагрузки происходит при замкнутом состоянии ключа K.
В данной схеме при замыкании ключа K энергия в нагрузку не передается, т.к. вентиль В для этой полярности напряжения будет заперт. При этом ток в первичной обмотке будет нарастать, и в магнитном поле трансформатора будет накапливаться энергия. При размыкании ключа K полярность напряжения изменится на противоположную, и накопленная энергия будет сброшена в цепь нагрузки, обеспечивая определенный уровень выходного напряжения. Здесь передача энергии в цепь нагрузки осуществляется при разомкнутом состоянии ключа K, а трансформатор используется как накопительный индуктивный элемент. Такой преобразователь называют обратноходовым.
ВЫВОД
В процессе научно-исследовательской работы были закреплены знания по основам преобразовательной техники, произведён расчёт элементов схемы, построена регулировочная характеристика. В результате электронного моделирования были сравнены расчётные и экспериментальные данные, которые в пределах различной погрешности сошлись между собой. Параметры тока через элементы схемы и напряжения на них, мощности, а так же вид соответствующих диаграмм, совпали с расчётами и теорией ,что является достаточно хорошим показателем. Значения коэффициента пульсаций также подтверждают близость теоретических и практических параметров. Динамические потери зависят от частоты преобразования, инерционных свойств транзистора, вида схемы преобразователя и характера нагрузки. Они достигают больших значений с ростом частоты, что, несомненно, следует учитывать при проектировании импульсных преобразователей. Основной метод борьбы с этой проблемой заключается в реализации принципа мягкой коммутации (переключения), суть которого заключается в добавлении к схеме демпфирующей цепи, которая позволяет избавиться от тока и напряжения в транзисторе в моменты его включения и выключения соответственно. Также, в результате моделирования, была установлена относительная длительность открытого состояния транзистора г, при которой ток на дросселе L1 переходит из прерывистого режима в непрерывный режим работы.